宽禁带器件 IGBT混合开关逆变器研究文献综述

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1. 文献综述（或调研报告）：

引言——评价一个电力电子变换器最重要的两个指标是效率和功率密度，这两个指标的提高意味着电力电子技术的进步。对于目前基于Si器件的变换器，很难同时提高两个指标，而新出现的宽禁带器件有着Si器件难以比拟的优点，但也因为自身的限制无法完全替代Si器件。如果将两者组合成混合开关，结合两者优点，弥补各自缺点，将有可能进一步优化变换器的性能。本文分析比较了Si器件和宽禁带器件的特点，探讨了组成混合开关的可行性，并介绍了目前混合开关的工作原理，以及用于评估器件开关性能的测试电路，为进一步的研究打好了基础。

1. Si器件和宽禁带器件的比较

要讨论器件的开关特性，就要了解器件的开关过程以及与之相关的器件参数，比较重要的器件参数包括导通电阻R_on、输入电容C_iss、输出电容C_oss、反向恢复电荷量Q_rr。器件的开关过程如下：开通过程，当门极（栅极）驱动电压从0V上升至V_GG时，通过栅极电阻形成电流为输入电容C_iss充电，栅源极电压v_gs增大，当v_gs超过开通电压v_th时，器件的通道电流增大，超过负载电流，电流无法维持输出电容的电能，则输出电容C_oss开始放电，漏源极电压V_ds减小，最终导致器件的开通；关断过程与之相反，当驱动电压消失，输入电容C_iss放电，栅源极电压v_gs降低，当v_gs低于开通电压v_th时，电压上升，输出电容C_oss充电，漏源极电压V_ds增大，随后通道电流下降，最终器件关断，值得注意的是，IGBT和宽禁带器件的关断过程有一个很大的不同之处在于，在最后电流下降的阶段中，由于器件制造工艺的不同，IGBT存在拖尾电流阶段，即集电极电流缓慢衰减，此过程无法通过门极控制来削弱。至于体二极管的反向恢复，以buck电路为例，在上管开通过程中，下管的体二极管反向恢复，使上管的漏源极电压箝位至输入电压，而反向恢复电流与负载电流一起流过上管，导致上管开通损耗增大，直至下管的体二极管中存储的电荷量Q_rr释放掉，反向恢复过程才结束。[1]

根据器件的开通过程、关断过程、反向恢复过程，我们可以了解到，C_iss、C_oss、Q_rr对于器件的开关损耗和反向恢复损耗是有决定性意义的，通常以R_on·C_iss、R_on·C_oss、R_on·Q_rr为指标，表Ⅰ列出了以常用器件为例的各项指标。各项指标均是越小越好。从表中可以看出，根据FOM1，SiC和GaN器件的门极驱动速度远远优于Si器件；根据FOM2，SiC和GaN器件并没有优于Si器件，然而由于IGBT拖尾电流的存在，IGBT的关断损耗事实上是远远大于宽禁带器件的；根据FOM3，宽禁带器件的反向恢复损耗是远远低于Si器件的，甚至增强型GaN器件的反向恢复损耗为零 [2]–[8]。另外，宽禁带器件有着更高的电子迁移率，使得在相同器件尺寸的情况下，宽禁带器件的导通电阻更小，这既可以降低工作中的导通损耗，同时换个角度，要实现相同导通电阻，宽禁带器件相较于Si器件，所需的尺寸更小，从而提高了功率密度[3], [4], [9]。

表 I

600V FET比较

尽管宽禁带器件在高效率和高功率密度方面有如此引人注目的性能，全面替代Si器件仍然是困难的[10]，主要的原因有两点：

1. 目前的宽禁带器件只应用于小功率等级
2. 成本很高

因此，作为折中方案，由Si-IGBT和宽禁带器件并联组成的混合开关就被提出了。

1. 混合开关的工作原理

混合开关由Si-IGBT和宽禁带器件并联而成。宽禁带器件以SiC为例，如图1所示。

图 1.Si SiC混合开关

图 2.混合开关门极控制策略

图 3.混合开关开关过程波形图

混合开关的原理，充分利用了宽禁带器件开关损耗低的特点，其门极信号控制方案如图2所示，为了消除Si器件拖尾电流导致的极高的关断损耗，SiC器件的关断信号滞后Si器件的关断信号Delta;t₂，使得在保持SiC器件导通的情况下，Si器件进行关断，此过程中，IGBT的集电极-发射极电压V_ce接近零，实现了IGBT的零电压关断。开通过程与之类似，SiC器件的开通信号超前Si器件的开通信号Delta;t₁，使得在保持SiC器件导通的情况下，Si器件进行开通，实现IGBT的零电压开通。混合开关的波形图如图3所示。Delta;t₂越大，更多的IGBT载流子进行复合，消除存储电荷，IGBT的关断损耗越小。然而需要注意的是，Delta;t₁和Delta;t₂会引起SiC上的电流突变，会导致脉冲功率损失，另外，Delta;t越大，对于提高变换器的开关频率有负面影响。因此对于Delta;t的选择，需要在IGBT的开关损耗、SiC的脉冲功率损耗以及开关频率之间进行权衡。

（1）

1. 性能测试方法

为了测试混合开关和单独IGBT器件的性能以及不同Delta;t对于混合开关性能的影响，采用双脉冲测试电路（图4）进行测试和分析，双脉冲测试电路主要用于测试上管的二极管的反向恢复性能，以及下管的开关性能[11]。通过此电路，可以测试Si、Si SiC、Si GaN开关的开关性能，包括开关频率、开关损耗，反向恢复行为和安全裕量。其原理如下：

上管由于门极信号的原因，始终处于关断状态，主要测试其体二极管的反向恢复性能；

1. 门极放出第一个脉冲，下管导通，电压U加在电感L上，电感电流线性上升，可知电流数值在电压和电感都确定时，由第一个脉冲的时间决定，可以通过改变脉冲时长设定电流数值
2. 第一个脉冲消失后，下管关断，电感电流通过上管体二极管续流，此时可观察下管关断过程，以及通过电压电流波形计算关断损耗；
3. 第二个脉冲到来，下管再次导通，此时与下管第一次导通不同之处在于，上管的体二极管进入反向恢复，此时可观察下管在反向恢复电流影响下的开通过程。

图 4.双脉冲电路

1. 小结

由于器件物理结构和制造工艺的不同，Si器件和宽禁带器件有着各自的优点和缺点：

1. 宽禁带器件相较于Si器件，有着更高的开关频率和更小的开关损耗以及更小的反向恢复损耗；
2. Si器件相较于宽禁带器件，有着良好的并联特性、更高的电流等级、更低的成本。

若将小功率宽禁带器件和大功率Si器件并联组成混合开关，则能结合两者特性，通过小功率宽禁带器件短时过载实现Si器件的零电压开通和关断，实现更高的效率和更高的功率密度。然而，对于宽禁带器件的选择、宽禁带器件过载的时间，都需要进一步的研究和实验，因此使用双脉冲实验电路对混合开关的性能进行测试，最终得到合理的结论。

1. 参考文献

[1] D. Han, C. T. Morris, W. Lee和B. Sarlioglu, 《A Case Study on Common Mode Electromagnetic Interference Characteristics of GaN HEMT and Si MOSFET Power Converters for EV/HEVs》, IEEE Transactions on Transportation Electrification, 卷 3, 期 1, 页 168–179, 3月 2017.

[2] University of Texas at Austin和Q. Huang, 《Review of GaN Totem-Pole Bridgeless PFC》, CPSS Transactions on Power Electronics and Applications, 卷 2, 期 3, 页 187–196, 9月 2017.

[3] R. Mitova, R. Ghosh, U. Mhaskar, D. Klikic, M.-X. Wang和A. Dentella, 《Investigations of 600-V GaN HEMT and GaN Diode for Power Converter Applications》, IEEE Transactions on Power Electronics, 卷 29, 期 5, 页 2441–2452, 5月 2014.

[4] X. Huang, Z. Liu, F. C. Lee和Q. Li, 《Characterization and Enhancement of High-Voltage Cascode GaN Devices》, IEEE Transactions on Electron Devices, 卷 62, 期 2, 页 270–277, 2月 2015.

[5] H. Umegami, F. Hattori, Y. Nozaki, M. Yamamoto和O. Machida, 《A Novel High-Efficiency Gate Drive Circuit for Normally Off-Type GaN FET》, IEEE Transactions on Industry Applications, 卷 50, 期 1, 页 593–599, 1月 2014.

[6] B. Wang, N. Tipirneni, M. Riva, A. Monti, G. Simin和 and E. Santi, 《An Efficient High-Frequency Drive Circuit for GaN Power HFETs》, IEEE Transactions on Industry Applications, 卷 45, 期 2, 页 843–853, 2009.

[7] X. Huang, Q. Li, Z. Liu和F. C. Lee, 《Analytical Loss Model of High Voltage GaN HEMT in Cascode Configuration》, IEEE Transactions on Power Electronics, 卷 29, 期 5, 页 2208–2219, 5月 2014.

[8] A. Deshpande和L. Fang, 《Design of a silicon-WBG hybrid switch》, 收入 Wide Bandgap Power Devices amp; Applications, 2015.

[9] X. Huang, Z. Liu, Q. Li和F. C. Lee, 《Evaluation and Application of 600 V GaN HEMT in Cascode Structure》, IEEE Transactions on Power Electronics, 卷 29, 期 5, 页 2453–2461, 5月 2014.

[10] A. Deshpande和F. Luo, 《Practical Design Considerations for a Si IGBT SiC MOSFET Hybrid Switch: Parasitic Interconnect Influences, Cost, and Current Ratio Optimization》, IEEE Transactions on Power Electronics, 卷 34, 期 1, 页 724–737, 1月 2019.

[11] 《IGBT双脉冲测试方法详解-上海菱端电子科技有限公司》. [在线]. 载於: http://www.igbt8.com/qd/22.html. [见於: 27-3月-2019].

资料编号：[177809]

1. 文献综述（或调研报告）：

引言——评价一个电力电子变换器最重要的两个指标是效率和功率密度，这两个指标的提高意味着电力电子技术的进步。对于目前基于Si器件的变换器，很难同时提高两个指标，而新出现的宽禁带器件有着Si器件难以比拟的优点，但也因为自身的限制无法完全替代Si器件。如果将两者组合成混合开关，结合两者优点，弥补各自缺点，将有可能进一步优化变换器的性能。本文分析比较了Si器件和宽禁带器件的特点，探讨了组成混合开关的可行性，并介绍了目前混合开关的工作原理，以及用于评估器件开关性能的测试电路，为进一步的研究打好了基础。

1. Si器件和宽禁带器件的比较

要讨论器件的开关特性，就要了解器件的开关过程以及与之相关的器件参数，比较重要的器件参数包括导通电阻R_on、输入电容C_iss、输出电容C_oss、反向恢复电荷量Q_rr。器件的开关过程如下：开通过程，当门极（栅极）驱动电压从0V上升至V_GG时，通过栅极电阻形成电流为输入电容C_iss充电，栅源极电压v_gs增大，当v_gs超过开通电压v_th时，器件的通道电流增大，超过负载电流，电流无法维持输出电容的电能，则输出电容C_oss开始放电，漏源极电压V_ds减小，最终导致器件的开通；关断过程与之相反，当驱动电压消失，输入电容C_iss放电，栅源极电压v_gs降低，当v_gs低于开通电压v_th时，电压上升，输出电容C_oss充电，漏源极电压V_ds增大，随后通道电流下降，最终器件关断，值得注意的是，IGBT和宽禁带器件的关断过程有一个很大的不同之处在于，在最后电流下降的阶段中，由于器件制造工艺的不同，IGBT存在拖尾电流阶段，即集电极电流缓慢衰减，此过程无法通过门极控制来削弱。至于体二极管的反向恢复，以buck电路为例，在上管开通过程中，下管的体二极管反向恢复，使上管的漏源极电压箝位至输入电压，而反向恢复电流与负载电流一起流过上管，导致上管开通损耗增大，直至下管的体二极管中存储的电荷量Q_rr释放掉，反向恢复过程才结束。[1]

根据器件的开通过程、关断过程、反向恢复过程，我们可以了解到，C_iss、C_oss、Q_rr对于器件的开关损耗和反向恢复损耗是有决定性意义的，通常以R_on·C_iss、R_on·C_oss、R_on·Q_rr为指标，表Ⅰ列出了以常用器件为例的各项指标。各项指标均是越小越好。从表中可以看出，根据FOM1，SiC和GaN器件的门极驱动速度远远优于Si器件；根据FOM2，SiC和GaN器件并没有优于Si器件，然而由于IGBT拖尾电流的存在，IGBT的关断损耗事实上是远远大于宽禁带器件的；根据FOM3，宽禁带器件的反向恢复损耗是远远低于Si器件的，甚至增强型GaN器件的反向恢复损耗为零 [2]–[8]。另外，宽禁带器件有着更高的电子迁移率，使得在相同器件尺寸的情况下，宽禁带器件的导通电阻更小，这既可以降低工作中的导通损耗，同时换个角度，要实现相同导通电阻，宽禁带器件相较于Si器件，所需的尺寸更小，从而提高了功率密度[3], [4], [9]。

表 I

600V FET比较

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